CUC 7301
GRUNDIG Service
2 - 1
Schaltungsbeschreibung / Circuit Description
Description
1. Power Supply
1.1 Basic Circuit
Current mode converters can exhibit subharmonic oscillations when
operating at a duty cycle greater than 50% with continuous inductor
current. This instability is independent of the regulators closed loop
characteristics and is caused by the simultaneous operating condi-
tions of fixed frequency and peak current detecting.
Figure 1 shows the phenomenon graphically. At t
0
, switch conduction
begins, causing the inductor current to rise at a slope of m
1
.This slope
is a function of the input voltage divided by the inductance. At t
1
, the
Current Sense Input reaches the threshold established by the control
voltage. This causes the switch to turn off and the current to decay at
a slope of m
2
, until the next oscillator cycle. The unstable condition can
be shown if a pertubation is added to the control voltage, resulting in
a small
∆
l (dashed line). With a fixed oscillator period, the current decay
time is reduced, and the minimum current at switch turn-on (t
2
) is
increased by
∆
l +
∆
l m
2
/m
1
. The minimum current at the next cycle (t
3
)
decreases to (
∆
l +
∆
l m
2
/m
1
) (m
2
/m
1
). This pertubation is multiplied by
m
2
/m
1
on each succeeding cycle, alternately increasing and decreas-
ing the inductor current at switch turn-on. Several oscillator cycles may
be required before the inductor current reaches zero causing the
process to commence again. If m
2
/m
1
is greater than 1, the converter
will be unstable. Figure 1 shows that by adding an artificial ramp that
is synchronized with the PWM clock to the control voltage, the
∆
l
pertubation will decrease to zero on succeeding cycles. This compen-
sating ramp (m
3
) must have a slope equal to or slightly greater than m
2
/
2 for stability. With m
2
/2 slope compensation, the average inductor
current follows the control voltage yielding true current mode opera-
tion. The compensating ramp can be derived from the oscillator and
added to either the Voltage Feedback or Current Sense inputs (Figure 2).
Fig. 2
1.2 Normal / Controlled Operation
For the power supply of this TV receiver a blocking oscillator-type
converter power supply with a switching frequency of 50kHz approxi-
mately is used (at normal operation and a mains voltage of 230V).
The collector contact of the power transistor T665 is connected via the
primary winding 2/1 of the blocking oscillator-type transformer TR601
to the rectified mains voltage, D621…D624. At a mains voltage of 230V
the voltage level present at the charging electrolytic capacitor C626 is
approx. +320V.
The IC630 is responsible for driving, controlling and monitoring the
bipolar power transistor T665. The supply for the control-IC is 12V and
is present on Pin 7. As soon as the switch-on threshold is reached on
Pin 7 via the resistor R633 and the capacitor C667, the IC feeds out a
positive start pulse (1
µ
s) of 10V pp at Pin 6. After start-up of the IC, the
supply voltage is obtained via the diode D667 from the winding 3/4 of
the transformer. During the conducting phase of the transistor, energy
is stored in the transformer and this is transferred into the secondary
winding when the transistor is switched off. The IC630 controls by the
period during which the transistor T665 is switched on, the transfer of
energy at Pin 6 so that the secondary voltages are stable and are
largely not affected by variations of the mains supply, mains frequency
and the load.
The power transistor T665 is driven by a pulse-width modulator which
is triggered by an oscillator integrated in the IC. The frequency of the
oscillator is determined by the components C652 and R652. For
stabilisation, the feedback voltage which is rectified by D654 is
compared in IC630 with the 5V reference voltage provided at IC630-(8).
Beschreibung
1. Netzteil
1.1 Prinzipschaltung
Sperrwandler können subharmonische Schwingungen aufweisen wenn
sie mit einem Arbeitstakt > 50% bei kontinuierlichem Induktionsstrom
betrieben werden. Diese Instabilität ist unabhängig von den Eigen-
schaften geschlossener Reglerkreise und wird durch die gleichzeitige
Messung der Festfrequenz und des Spitzenstroms verursacht.
In Fig. 1 ist diese Erscheinung graphisch dargestellt. An t
0
beginnt der
Einschaltvorgang und damit steigt der Induktionsstrom mit einer
Steigung m
1
an. Dieser Anstieg ist eine Funktion der Eingangs-
spannung im Verhältnis zur Induktanz. An t
1
ist die maximale Strom-
stärke erreicht, die von der Steuerspannung festgelegt ist. Dadurch
wird die Sperrphase eingeleitet und der Strom fällt in einer Kurve m
2
ab
bis zum nächsten Schwingungsvorgang. Die Instabilität läßt sich
zeigen, indem man ein Störsignal zur Steuerspannung addiert. Daraus
ergibt sich die kleine Stromänderung
∆
I (gestrichelte Linie). Bei einer
festen Schwingungsdauer verkürzt sich die Sperrphase und die Mindest-
stromstärke in der Leitphase (t
2
) erhöht sich um
∆
I +
∆
I m
2
/m
1
. Die
Mindeststromstärke beim nächsten Zyklus (t
3
) fällt auf (
∆
l +
∆
l m
2
/m
1
)
(m
2
/m
1
) ab. Diese Störgröße multipliziert sich mit m
2
/m
1
bei jedem
folgenden Zyklus, so daß der Induktionsstrom beim Umschalten der
Polarität abwechselnd steigt und fällt. Bis der Induktionsstrom Null
erreicht, sind mehrere Schwingungszyklen notwendig. Anschließend
beginnt der Vorgang von neuem. Ist m
2
/m
1
größer als 1, wird der
Sperrwandler instabil. Addiert man zur Steuerspannung eine künstli-
che Sägezahnspannung, die mit dem Pulsbreitenmodulations-Takt
synchronisiert wird, wie in Figur 1 dargestellt, verringert sich die Stör–
größe
∆
I in den nachfolgenden Zyklen und wird Null. Damit eine
Stabilität erzielt werden kann, muß die Steilheit dieser Korrektur-
spannung gleich oder etwas größer als m
2
/2 sein. Bei einer Korrektur-
spannung von m
2
/2 richtet sich der durchschnittliche Induktionsstrom
nach der Steuerspannung, so daß sich eine echte Stromregelung
ergibt. Die Korrekturspannung wird aus dem Oszillator abgeleitet und
entweder dem Spannungsrückkopplungs- oder dem Strommeßein-
gang zugeführt (Fig. 2).
Fig. 1
1.2 Normalbetrieb / Regelbetrieb
Zur Stromversorgung des Gerätes wird ein Sperrwandlernetzteil mit
einer Schaltfrequenz von ca. 50kHz verwendet (bei Normalbetrieb und
einer Netzspannung von 230V).
Der Kollektoranschluß des Leistungstransistors T665 liegt über der
Primärwicklung 2/1 des Sperrwandlertrafos TR601 an der gleich-
gerichteten Netzspannung, D621…D624. Am Ladeelko C626 steht
bei 230V Netzspannung ca. +320V.
Die Ansteuerung sowie die Regel- und Überwachungsfunktionen des
Bipolaren-Leistungstransistors T665 übernimmt der IC630. Die Versor-
gungsspannung des Regel-ICs (Pin 7) liegt bei 12V. Nach dem
Erreichen der Einschaltschwelle an Pin 7 über den Widerstand R633
und den Kondensator C667 gibt der IC an Pin 6 einen positiven Start-
Impuls (1
µ
s) von 10Vss ab. Nach dem Anlauf des ICs wird die
Versorgungsspannung über die Diode D667 aus der Wicklung 3/4 des
Wandlertrafos gewonnen. Während der Leitphase des Transistors
wird Energie im Übertrager gespeichert und in der Sperrphase über die
Sekundärwicklung abgegeben. Der IC630 regelt an Pin 6 über das
Tastverhältnis des Transistors T665 so nach, daß die Sekundär-
spannungen weitgehend unabhängig von Netzspannung, Netzfrequenz
und Last stabil bleiben.
Den Leistungstransistor T665 steuert ein Impulsbreitenmodulator an,
der von einem im IC integrierten Oszillator getaktet wird. Die Frequenz
bestimmen die Bauteile C652 und R652. Zur Stabilisierung vergleicht
der IC630 die über D654 gleichgerichtete Rückkopplungsspannung
mit der Referenzspannung von 5V an IC630-(8). Sinkt die Rückkopp-
∆
l +
∆
l
m2
m
m
2
1
∆
l +
∆
l m
m
2
1
m
m
2
1
(
) )
(
m1
Inductor
Current
Control Voltage
∆
l
t0
t1
t2
t3
Oscillator Period
(A)
t4
5
t
t6
∆
l
m1
m2
m3
Inductor
Current
Oscillator Period
Control Voltage
(B)
